变压器耦合栅极驱动

1.单端变压器耦合栅极驱动电路
2.双端变压器耦合栅极驱动

在高电压栅极驱动 IC 出现以前，使用栅极驱动变压器是唯一一种在离线或类似高电压电路中驱动高侧开关的可行解决方案。
现在，两种解决方案同时存在并且各有利弊，可用于不同的 应用非常重要。集成高侧驱动器非常方便，使用的电路板更小，但开通和关断延时比较长。设计合理的变压器耦合解决方案具有可忽略的延时，可跨更高的电势差运行。
通常，它使用更多元件，需要设计变压器，或者至少了解其运行和规格。

在集中精力设计栅极驱动电路前，应检查一些与所有变压器设计有关的常见问题及其与栅极驱动变压器的关联。

• 变压器至少有两个绕组。使用独立的一次和二次绕组便于实现隔离。一次绕组和二次绕组之间的匝数比可实现电压调节。在栅极驱动变压器中，通常不需要电压调节，但隔离是一个重要功能。

• 理想情况下，无一例外，变压器不存储能源。所谓的反激式“变压器”实际上是耦合电感器。然而，实际变压器中绕组之间的非磁性区域以及两个半芯结合处的小气隙中会存储少量能源。这种能源存储由泄漏和磁化电感表示。在电源变压器中，减小泄漏电感对于最大程度地减少能源存储进而确保高效率来说非常重要。栅极驱动变压器所需的平均功耗非常小，但它在开通和关断时会产生高峰值电流。为了避免栅极驱动路径中的延时，低泄漏电感仍然必不可少。

• 法拉第定律要求变压器绕组上的平均电压在一段时间内必须为零。即使较小的直流分量也可导致通量“漂移”，最终导致磁芯饱和。此法则会对由单端 PWM 电路控制的变压器耦合栅极驱动的设计产生重大影响。

• 磁芯饱和限制了绕组上施加的伏秒数。变压器设计必须预测所有运行条件下的最大伏秒数，这必须同时包含最差情况下的瞬变和最大占空比以及最大输入电压。栅极驱动变压器设计中唯一一个放宽情况是稳压电源。

• 必须保留开关周期中很大一部分，以便重置单端应用（只工作在 B-H 平面的第一象限，例如正向转换器）中主电源 变压器的磁芯。复位时间间隔可限制变压器的工作占空比。即使在单端栅极驱动变压器设计中，这基本上也不是问题，因为必须采用交流耦合，所以会使用双向磁化。

1.单端变压器耦合栅极驱动电路

这些栅极驱动电路与单输出 PWM 控制器结合使用，以驱动高侧开关。图 33 显示了基本电路。

耦合电容器必须与栅极驱动变压器的一次绕组串联，以便为磁化电感提供复位电压。如果没有电容器，绕组
上就会形成一个取决于占空比的直流电压，并且变压器会饱和。

CC 的直流电压 (VC) 的形成与交流耦合直接驱动中所示的方法相同。公式 40 中还显示了耦合电容器电压的
稳态值。

与交流耦合直接驱动相似，实际的栅极驱动电压 VC 会随占空比变化。此外，占空比的突然变化会激发由栅
极驱动变压器和耦合电容器的磁化电感形成的 L-C 谐振环路。在大多数情况下，可通过插入一个与 CC 串联
的低阻值电阻器 (RC) 来减小此 L-C 谐振。RC 的值由谐振电路的特性阻抗决定，并按 公式 41 中指定。

请记住，公式 41 中定义的 RC 值是包含 PWM 驱动器的输出阻抗的等效串联电阻。而且，还应考虑耦合电
容器电压的临界阻尼响应可能需要不合理的高电阻值。这会限制栅极电流，最终限制主开关的开关速度。另
一方面，欠阻尼响应可能导致谐振过程中在栅源极端子上出现不可接受的电压应力。

形成 VC 的电流有两个分量：变压器的磁化电流以及主 MOSFET 栅极和源极之间连接的下拉电阻器中流动
的电流。相应地，控制耦合电容器电压的调节速度的启动和瞬变时间常数体现了栅极驱动变压器的磁化电感
的影响，可通过以下公式估算：

磁化电感对驱动器的净电流及其方向还有另一种明显的影响。图 34 强调了电路中流动的不同电流分量以及
驱动器应提供的电流分量之和 IOUT。

请注意输出电流波形中的灰色阴影区域。输出驱动器处于低状态，这意味着它需要灌入电流。但由于磁化电
流分量，驱动器实际上在拉电流。因此，输出必须通过变压器耦合栅极驱动来处理双向电流。如果驱动器不
能承载双向电流，可能需要增加二极管。双极 MOSFET 驱动器是一个典型示例，在该示例中，需要在接地
点和输出引脚之间连接肖特基二极管。类似情况还发生在不同占空比或电流分量值时驱动器处于高状态的过
程中。解决此问题并避免在驱动器输出端增加二极管的一个简单方法是增加阻性电流分量以抵消磁化电流的
影响。

当占空比较大时（如降压转换器），图 33 的电路不能提供足够的栅极驱动电压。耦合电容器电压与占空比
成比例上升。相应地，关断期间的负偏置也会增加，而开启电压降低。在栅极驱动变压器的次极增加两个小
分量可以防止这种情况。

图 35 显示了恢复栅极驱动脉冲的初始电压电平的常用技术。

在此，使用二级耦合电容器 (CC2) 和简单的钳位二极管 (DC2) 来恢复变压器次级侧上的初始栅极驱动振幅。
如果在主开关关断期间需要更大的负偏置，可以增加一个齐纳二极管，以类似于 图 31 中所示的方式与该二
极管串联，相对于交流耦合直接驱动解决方案。

1.1计算耦合电容
计算耦合电容值的方法基于允许的最大纹波电压，稳态运行时经过该电容器的电荷量在之前的交流耦合电路
中已经介绍过。CC2 的公式与直接耦合栅极驱动电路的公式相似。纹波电压有两个分量：一个与主 MOSFET
的总栅极电荷有关，另一个分量是由栅极下拉电阻器中的电流产生的：

此表达式在开关最大开通时间（也就是最大占空比）时具有最大值。在初级侧耦合电容器中，栅极驱动变压
器的磁化电流会产生更多纹波电压分量。其影响体现在 公式 44 中，可使用该公式计算初级侧耦合电容值。

可通过确定上述表达式的最大值找到可确保在所有运行条件下保持在目标纹波电压以下的最小电容。遗憾的
是，在不同占空比下都可能出现最大值，具体取决于实际设计参数和分量值。在大多数实际解决方案中，它
介于 D = 0.6 至 D = 0.8 的范围内。

还应注意，纹波电压之和 ΔVC1 + ΔVC2 出现在主 MOSFET 晶体管的栅极端子上。当在栅极端子上追求特定
纹波电压或压降时，必须在两个耦合电容器之间进行分摊。

1.2栅极驱动变压器设计

栅极驱动变压器的功能是跨大电势差传输接地参考栅极驱动脉冲，以适应浮动驱动实施。和所有变压器一
样，它可用于整合电压调节，但是它很少用到。它用于驱动功率 MOSFET 的栅极所需的功耗较小，但会产
生高峰值电流。栅极驱动变压器由作为 PWM 占空比的函数的可变脉宽驱动，是恒定振幅还是可变振幅取决
于电路配置。在单端电路中，栅极驱动变压器采用交流耦合，磁化电感会遇到可变振幅脉冲。半桥应用等双
端 排列可通过恒定振幅信号驱动栅极驱动变压器。在所有情况下，栅极驱动变压器运行在 B-H 平面的第一
和第三象限。

栅极驱动变压器的设计与电源变压器的设计非常相似。匝数比通常为 1，由于功率损耗所导致的温升通常可
忽略。相应地，设计可从磁芯选择开始。栅极驱动变压器的典型磁芯形状包括环形、RM、P 或类似磁芯。
磁芯材料采用具有高磁导率的铁氧体，可最大程度地提高磁化电感值，从而降低磁化电流。经验丰富的设计
人员可以根据经验选择磁芯大小，也可以按照确定电源变压器设计中所需磁芯的方法通过面积乘积估算来确
定。选定磁芯之后，一次绕组的匝数可通过 公式 45 计算。

第一个任务是找到分子中的最大伏秒数。图 36 显示了作为转换器占空比的函数的单端和双端栅极驱动变压
器的标准化伏秒数。

对于交流耦合电路，最差情况下 D = 0.5，在最大工作占空比下直接耦合达到峰值伏秒数。有趣的是，交流
耦合可将最大稳态伏秒数减小四倍，因为在大占空比下，由于耦合电容器上形成电压，变压器电压成比例下
降。

在 Np 公式中，计算 ΔB 则要难得多。原因是在瞬态运行过程中存在磁通走漏。当输入电压或负载快速变化
时，PWM 控制器相应地调节占空比。推导磁通走漏的准确定量结果非常困难。它取决于控制环路谐振和耦
合网络（在它出现时）的时间常数。一般来说，较慢的环路响应和较快的时间常数倾向于减小磁通走漏。对
于大多数设计来说，在最差稳态运行中需要在饱和通量密度和通量峰值之间达到三比一的裕度，以适应瞬态
运行。

下一步是在磁芯的可用窗口区排列绕组。如前面所述，应最大程度减小泄漏电感，以避免变压器上的延时，
并且必须控制交流导线电阻。在环形磁芯上，绕组应双线或三线绕制，具体取决于栅极驱动变压器中绕组的
数量。对于罐形磁芯，每个绕组都应保持在单层内。一次绕组应位于距离中心柱最近的位置，然后是低侧绕
组（如果使用的话），高侧绕组应位于距离中心柱最远的位置。罐形磁芯的这种排列可提供可接受的泄漏电
感和最低的交流绕组电阻。而且，通常直接连接到电源接地的低侧绕阻可针对浮动分量和电源接地间的容性
电流提供控制（一次）绕组的自然屏蔽。

1.3双用变压器耦合电路
在有些高侧开关 应用 中，高速栅极驱动 IC 的低输出阻抗和短传播延迟至关重要。图 37 和 图 38 显示了两
种完全不同的解决方案，用于在浮动应用中只使用一个变压器向常规低电压栅极驱动 IC 提供电力和控制。

图 37 中的电路使用开关频率来传输驱动器的控制信号和电力。工作非常简单。在主开关开通时，对变压器
次级侧上的正电压进行峰值整流，从而为栅极驱动 IC 产生电源电压。由于通过栅极驱动脉冲产生电力，因
此前几个驱动脉冲必须对偏置电容器充电。所以，为此应用选择的驱动器 IC 最好有一个欠压锁定功能，以
避免在栅极电压不足的情况下运行。如电路图中所示，必须使用直流恢复电路（CC2 和 DC2）产生驱动器的
偏置电压，该电压与工作占空比无关。DC2 还可保护驱动器输入免受变压器二次绕组的负复位电压的影响。
此电路的变压器设计与其他栅极驱动的变压器设计基本相同。驱动器 IC 的功耗略微提高了功率级别，与
MOSFET 的总栅极电荷相关的功率损耗相比相对较小。该变压器可传输高峰值电流，但此电流对旁路电容
器充电，而不是 MOSFET 的输入电容。所有栅极电流都限制在主晶体管、驱动器 IC 和旁路电容器之间的局
部区域内。

另一个类似解决方案是用同一个变压器传输电力和控制信号，如 图 38 所示。图 37 和 图 38 中两个电路之
间的差异是变压器的工作频率。此实施利用专用芯片对。高频载波信号 (fCARRIER>>fDRV) 用于电力传输，同时调幅可传输控制命令。可将 图 38 中的栅极驱动原理图的基本框图集成到两个集成电路中，从而高效利用电路板空间。由于采用高频率运行，相对于传统栅极驱动变压器而言可减小变压器的大小。此解决方案的另一
个优点是可独立确定浮动驱动器的偏置电压，而与栅极驱动命令无关，因此驱动器作出反应时不会出现之前
解决方案中提到的启动延时。

2.双端变压器耦合栅极驱动

在高功率半桥和全桥转换器中，需要驱动两个或更多通常由推挽（也称为双端 PWM 控制器）控制的
MOSFET。此类栅极驱动电路的简单原理图如 图 39 所示。

在这些 应用 可直接获得双极性对称栅极驱动电压。在第一时钟周期内，OUTA 开启，在栅极驱动变压器的
一次绕组上施加一个正电压。在接下来的时钟周期内，OUTB 开启相同时间（稳态运行），在磁化电感上提
供极性相反的电压。在任何两个连续开关周期内对一次绕组上的电压求平均值会得到零伏。

因此，推挽式栅极驱动电路中不需要交流耦合。

哪怕是由控制器中元件容差和偏移造成的少量不对称，都会让设计人员担心。可通过驱动器的输出阻抗或与
变压器一次绕组串联的小电阻器来轻松补偿这些小偏差。占空比不均衡可导致变压器上形成较小的直流电
流，从而在驱动电路的等效电阻上产生一个均衡电压。假定 PWM 输出有两个不同占空比 DA 和 DB，磁化电
感的直流电流电平由 公式 46 决定。

为了说明此问题的琐碎，假定 DA = 0.33、DB = 0.31（6% 的相对占空比差）、V
DRV = 12 V 且 REQV = 5Ω（它是一个低侧和一个高侧驱动器输出阻抗之和）。得到的 DC 电流为 24mA，过度功率损耗仅为 3mW。

栅极驱动变压器的设计遵循本节中介绍的相同规则和流程。最大伏秒数由 VDRV 和开关周期决定，因为推挽
电路通常不受占空比限制。

必须提供最差情况下峰值通量密度和饱和通量密度之间的合适裕度（大约为 3:1）。

推挽式栅极驱动电路的独特应用如 图 40 所示，可用于在相移调制全桥转换器中控制四个功率晶体管。

由于采用相移调制技术，此功率级使用四个约为 50% 占空比的栅极驱动信号。每个桥臂中的两个 MOSFET
需要一个互补驱动波形，该波形可由相同栅极驱动变压器的两个输出绕组产生。虽然稳态占空比始终为
0.5，但改变两个互补脉冲序列之间的相位关系必须在占空比中存在一种不对称。因此，在瞬态运行过程
中，PWM 输出不会为栅极驱动变压器产生常规的 50% 占空比信号。相应地，必须在变压器中构建安全裕度
以应对瞬变过程中占空比不均衡。

另一个要指出的有趣事实是，可以轻松整合局部关断电路，并且变压器次级侧经常需要使用该电路。栅极驱
动变压器，更确切地说是变压器的泄漏电感对于快速变化的信号会表现出相对较高的阻抗。如果没有针对高
速开关应用优化驱动器的下拉能力，电源电路的关断速度和 dv/dt 抗扰性会受到严重 应用非常重要。的情况。